1．2 高压功率放大级
    高压功率放大级为该驱动电源的核心部分，由图2可知高压功率放大级由上、下两个结构完全相同的单元电路组成。以上半部分单元电路为例，光耦U2发射极输出电流为该单元电路的输入信号，该输入信号从基极驱动晶体管Q2，而光耦U2和晶体管Q2共同从源极驱动功率NMOS管Q1导通。当输入信号为0时，光耦U2和晶体管Q2不导通，此时NMOS管Q1与电阻R10，R14和稳压管D1构成输出电流恒定的电流源。当光耦U2输出电流增大时，驱动晶体管Q2集电极-射极电流增大，Q2可视为由光耦输出电流控制的电流源，同时电流源驱动NMOS管Q1构成的电流源输出电流增加。总之，该单元电路可视为由光耦输出电流控制的可变电流源。
    两个单元电路如图2中所示纵向连接时，上、下两单元电路相互地看成电流源(相互看阻抗非常大)，因此无负载时，上下两受控电流源电流值微小的变化将会在输出V。处产生很大的电压摆动，从而实现了电压的放大。由于晶体管构成的受控电流源具有很高的电流放大倍数，当驱动电源驱动容性负载时，光耦输出电流很小的变化就能使受控单元电路产生很大的输出电流，使驱动电源能够输出到负载或从负载吸入很大的电流，从而实现了功率的放大。与传统的具有相对独立电压放大级和功率级驱动电源相比，该驱动电源将电压放大级和功率放大级合二为一，在保证功率带宽的前提下，减少了电路级数。
    高压功率放大级的输入信号由光耦产生，由于光耦内部是通过光来实现信号的传输，光耦输入与输出信号在电学上是分离的，因此不论光耦输入与输出级存在多大的电位差都可以实现信号的传输。这使误差放大级的低压输出信号就可控制高压功率放大级的高压信号。同时由于光耦的分相隔离作用，使高压功率放大级对PZT驱动器的充放电回路能够采用相同的电路结构。并且单元电路中只采用了高压大功率的NMOS管，而避免了使用很难得到的耐高压功率PMOS管，从而大大简化了电路结构。使之具有应用于多单元压电陶瓷类变形镜驱动的先决条件。
1．3 驱动电源稳定性控制
    高压驱动电源驱动容性的变形镜驱动器时，驱动器电容CL与驱动电源开环输出电阻Ro相互作用，在驱动电源的响应上会产生新的极点，导致相位滞后，从而影响驱动电源的稳定性。为确保稳定、避免振荡，在驱动电源反馈电阻Rf上并联耐高压电容Cf，使之在带宽范围内的反馈通路上增加零点，产生相位超前，补偿接入容性负载引起的相位滞后，从而保证了驱动电源的稳定性。

2 实验结果及性能分析
    为了测试驱动电源的性能，驱动电源驱动100 nF容性负载(压电陶瓷)时，对其正弦信号激励下的响应、阶跃响应和线性度进行了测试。实验中低压电源采用±12 V输出直流稳压电源，高压直流电源采用±340 V输出的开关稳压电源。
2．1 正弦激励响应及频率响应特性
利用正弦激励响应测试其频率响应特性，显然随着输出信号幅值和频率的增加，其波形失真度也会增加，而变形镜需要得到稳定不失真的功率信号，故设定其波形失真度为0．1％时，测试其输出功率信号的频率带宽，当输入信号幅值为±1 V时，输出幅值为±60 V，其频率可达10 kHz，如图3(a)所示。当输入信号幅值为±5 V时，输出幅值为±300 V(大信号)，其频率可达2 kHz，如图3(b)所示，瞬时输出／吸入电流最大可达400mA。

2．2 阶跃响应及稳定性
    当驱动电源输入50 Hz，幅值为-5～+5 V的阶跃信号时，对应输出为-300～+300 V，50 Hz的阶跃信号，图4为阶跃响应上升沿和下降沿的输入／输出波形图，从图中可看出其上升时间和下降时间均约为0．1 ms，说明驱动电源具有较强的跟随能力和动态性能。时域阶跃响应中没有出现振铃现象，说明驱动电源具有足够的相位裕度，稳定性较好。
2．3 驱动电源线性度
    设置驱动电源的放大倍数为60倍，输入控制信号电压为-5～+5 V(对应输出为-300～+300 V)，每隔0．5 V采用精度为0．1％的电压表测试其输出。图5为输入／输出采样点及拟合曲线图，驱动电源的线性度大于99．9％，这说明驱动电源输出能很好地跟随输入信号，具有很高的线性度。

3 结语
    分析和实验表明，本文设计的压电陶瓷驱动电源采用光耦分相隔离驱动晶体管，构成受控电流源从源极驱动功率NMOS管，在实现电压放大的同时实现了功率的放大，在保证功率带宽的前提下简化了电路结构。在驱动100 nF容性负载时，不失真小信号响应频率达10 kHz，大信号响应频率为2 kHz，瞬时充放电电流可达400 mA。该驱动电源的性能能够满足目前变形镜驱动的要求，并且电路结构简单、便于扩展，在多单元压电陶瓷类变形镜的驱动上具有应用前景。

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