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IRIS4015构成的准谐振反激式开关电源
来源:本站整理  作者:佚名  2007-09-11 15:39:00



IRIS4015系列简要原理

IRIS4015系列是一种专为准谐振工作方式的反激式变换器,其最大优点是将准谐振反激式变换器的控制电路和高压MOSFET集成在一个TO-220封装中,因此不需要另外设置开关管。IRIS4015系列的内部原理框图如图1所示。

图1  IRIS4015系列的内部原理框图


1 电路的启动与限流工作

与大多数开关电源控制芯片一样,IRIS4015的启动仅仅需要在VCC端与直流母线间接一只启动电阻即可。其限流工作方式与大多数峰值电流型芯片的限流工作方式基本相同,详尽原理不再赘述。

2 电压反馈模式

为了实现电压稳定,可以利用电压反馈来实现,电路如图2所示。

图2  电压控制反馈时的振荡器的工作模式


由图2可知,只要OCP/FB端电压达到0.73V,内电路就会将MOSFET关闭。那么,只要利用电压反馈控制OCP/FB端电压达到0.73V时就可以实现输出电压的稳定。如果将电压反馈信号通过光电耦合器和R2送到C5端,这样VC5将不仅是漏电流在R5上的电压,而是R5电压与反馈电压的迭加。反馈电压越强烈,其作用越大,C5电压达到0.73V的时刻就越早,而MOSFET的导通时间越短,向输出端传输的能量越小,从而实现了输出电压的稳定。

3 准谐振工作方式

实现准谐振工作方式的关键是保证主开关在VDS为极小值时将主开关开通,剩下的问题就是如何检测到这个极小值。可以采用检测辅助绕组电压的方法来快捷地检测开关管的漏-源极电压的极小值。具体实现方式见图3。

图3  准谐振工作模式与主要波形


当变压器的储能释放尽,C4与变压器初级谐振。当变压器各绕组电压过零时,维持OCP/FB端的“高电位”消失,C5、C3将通过IRIS4015内部电路和R4、R5以1.35mA电流放电。当OCP/FB端电压下降到0.73V时,IRIS4015内部的控制电路驱动主开关导通,从而完成准谐振的工作模式。

在这里,C4、C5放电规律不随输入电压和负载电流变化,因此一旦C4的电容量、变压器初级电感确定,C3、C5放电到0.73V的延迟时间也随之被确定。

4 轻载工作条件的改善

由于电路工作在准谐振状态,满载时的开关频率大约为30kHz。随着负载的减小,变压器释放储能的时间变短,使开关频率上升,空载时可以达到300kHz。这时,由于IRIS4015工作在准谐振状态,因而有零导通宽度。MOSFET工作在其特性曲线的线性(或饱和)区。图4给出了典型波形。这是因为在很窄的导通脉宽下,驱动器在门极电压还上升时,使驱动输出关断,然后通过漏源之间饱和电压的上升来控制施加在变压器上的电压。当工作在轻载、准谐振模式时,就会发生上述情形,但是不会引起其他问题。显而易见,频率较高时,上升时间受准谐振电容的限制,增加了损耗,从而降低了效率。这时,开关在PRC模式极其有利,能保持损耗和效率在一个合理的水平。当负载变轻时,主开关可以不在第一个电压极小值时导通,可以在谐振的第二个极小值导通;轻载时则可以越过若干的极小值后再导通。这样就可以有效的降低轻载、空载时的开关频率。

图4  空载时谐振状态下的VDS波形

对于IRIS4015,可以采用图5的电路。增加光电耦合器2(它可使准谐振信号反馈起作用或失效)可以使工作模式在准谐振模式和PRC模式之间转换,即图中电路A。

图5  QR/PRC工作方式转换电路


通过增加如图5所示的电路B可使在轻载时将转换到PRC工作模式。当次级电压下降时,PNP晶体管关断使驱动绕组的电压也跟着下降,因此切断了OCP/FB脚准谐振信号反馈。一旦信号被切断,通过内部振荡器转换到PRC工作模式,工作频率也减降低到大约20~40kHz。

变压器的数据

在很多情况下,反激式开关电源的变压器的数据是设计过程中的主要数据之一。输出24V的100W准谐振式开关电源的工作条件为:最大的占空比Dmax=0.4;最小工作频率fmin=50kHz;周期:T=20μs;最小输入直流电压:VDCmin=200V;反馈电压:133V;最大导通时间:8μs。

对应的变压器的数据为:变压器铁芯型号为EER35L磁芯;变压器初级绕组匝数:66匝;变压器次级绕组匝数:12匝;辅助绕组的匝数:9匝;变压器磁路气隙:1mm;变压器磁路电感:567μH;初级线径:  0.35mm,四股并绕;次级线经:0.76mm,四股并绕。

准谐振反激式变换器的实现与测试

1 完整电路、电路板图与原件明细

一个输出100W用IRIS4015构成的准谐振反激式开关电源的整机电路的电路图如图6,元件排布图如图7,电路板图如图8。整个设计为可以放置在山西永明电源的75W电源壳内。

图6  IRIS4015构成的准谐振反激式开关电源的电路图

图7  元件排布图

图8  电路板图

2 测试数据与分析

通常开关电源需要测试的波形主要有输出纹波电压峰-峰值和主开关管的漏源电压波形。前者反映了输出噪声的水平,通过后者可以判断电路的工作是否正常。

● 输出纹波电压

最大输出纹波电压峰-峰值发生在输入电压最高的状态下,因此测试到最高输入电压下的输出纹波电压能符合要求,其他电压下则均能符合要求。用100MHz带宽数字示波器F105B测试输出纹波电压,得满载时的纹波电压峰-峰值为88mV。如果用20MHz通用示波器,测得的结果将更低。

输出纹波电压波形表明准谐振工作状态下,开关管的导通与关断过程中所产生的dv/dt、di/dt和电磁干扰被大大减小,可以明显减小输出电压纹波。

● 漏源电压波形

通常,开关管的漏源极电压波形在最高输入电压时处于最恶劣状态,因此,最高输入电压时的漏源极电压波形就基本可以了解电路的工作状态。测试结果如图9(a)、图9(b)、图9(c)所示,分别为PRC工作状态下的空载漏源极电压波形和轻载、满载时的漏源极电压波形。

(a)空载状态           (b)轻载状态          (c)满载状态

图9  输入电压为245V时的源/漏电压波形

从图中可以看到,空载时开关管的导通时间几乎为零,导通了就立即关断。由于采用PRC控制方式,空载的开关频率约为20kHz。有效的降低了开关管的开关损耗(这里主要指的是开关管的开通过程的损耗)。

轻载时,由于电路进入准谐振状态,开关频率比较高,约为100~110kHz左右,但是仍然比准谐振状态的300kHz低。开关管开通损耗处在可以接受的比较低的功耗水平。

满载时电路工作在准谐振状态,开关频率大约为30kHz左右(在最低输入电压时,开关管的开通时间将比最高输入电压时长约40%,方能获得到相应的储能),开关管的源漏峰值电压最大值为564V,可以推算出输入264V时的开关管的源漏电压不会高于600V,低于650V额定电压,为正常工作状态。

从上述三个图中可以看到,无论是PRC还是准谐振工作状态,开关管的开通均在开关管漏源极电压波形的极小值时刻。这样就确保了开关管工作在“准谐振”状态。

● 变压器漏感对开关管源漏电压波形的影响

变压器漏感对开关管源漏电压波形的影响越大,漏感越大,源漏电压尖峰越高。因此,要尽可能地降低变压器的漏感。除了采用初级包围次级的漏感绕制方法外,还可通过提高磁路的相对导磁系数μ值来实现。提高μ值最有效的方法就是减小气隙,可以通过选用较大的磁芯有效面积来减少绕组的匝数来实现。如果有条件,可以采用三相漆包线,这样就可以免除初次级之间的隔离间距、减少或取消隔离胶带的层数,提高初次级之间的耦合系数。

● 效率测试

电源的效率是衡量电源性能的一个重要标准。开关电源具有效率高的优点,但通常情况下,反激式开关电源的效率都低于85%。输入电压不同时,开关电源的效率也不同。测试结果如表1。


输出整流器选用100V耐压的肖特基二极管,则效率可以超过90%。从所测试的效率看,由于“消除”了开关管的关断损耗和缓冲电路的损耗,使电路的效率提高至少5%~8%。这样,即使IRIS4015没有散热器,也不会过热。在整个电路中最热的是变压器,温升大约40℃。如果选用更合适的磁芯,则可以降低变压器的损耗和温升。同时,由于开关管和输出整流器可以不用散热器,电路结构设计将变得更为简单。

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